模拟电子技术作者：卜益民北京邮电大学出版社目第一章 半导体元器件基础 1.1 半导体物理基础知识 1.2 PN结及其性能 1.3 半导体二极管 1.4 双极型晶体管录第三章 3.1 3.2 3.3 3.4第四章 4.1 4.2 4.3 ﹡ 4.4场效应管及其放大电路 结型场效应管 绝缘栅场效应管 场效应管的特点及主要参数 场效应管基本放大电路反馈放大电路 反馈的基本概念 反馈放大电路的分析 负反馈对放大器性能的影响 反馈放大器稳定性讨论第二章 2.1 ﹡2.2 2.3 2.4放大器基础 放大器的工作原理 放大电路的级联 放大器的频率特性 小信号选频放大器目第5章 模拟集成电路 5.1 电流源 5.2 差动放大器 5.3 集成运算放大器 5.4 集成运放的基本应用 ﹡5.5 集成运放的其他应用 5.6 模拟乘法器及其应用 ﹡5.7 回转器电路 第6章 功率放大器 6.1 功率放大器的特点及分类 6.2 低频功率放大器 6.3 集成功放 6.4 高频丙类谐振功率放大器录第 7章 7.1 7.2 7.3 7.4 ﹡7.5 7.6 第 8章 8.1 8.2 8.3 8.4 直流稳压电源 直流稳压电源的组成 整流电路 滤波电路 稳压电源 集成稳压电源 开关型稳压电源 正弦波振荡电路 正弦波振荡电路的基本原理 LC反馈型正弦波振荡电路 石英晶体振荡电路 RC正弦波振荡电路目第 9章 9.1 9.2 9.3 9.4 振幅调制与解调 无线通信概述 振幅调制 振幅检波 混 频 角度调制与解调 角度调制 角度调制电路 调角波的解调录第11章 反馈控制电路 11.1 自动振幅控制电路 11.2 自动频率控制电路 11.3 自动相位控制——锁相 11.4 锁相环的应用 11.5 锁相频率合成器第10章 10.1 10.2 10.3第3章 场效应管及其放大电路? 场效应晶体管FET(Field Effect Transistor)简称场效应管，是利用电压产生的电场效应来控制输出电流的大小的，它 和晶体三极管一样具有放大作用。? 场效应管不仅具有一般晶体三极管体积小、重量轻、寿命长等特点，而且还有输入阻抗高、噪声低、易于制造、便 于集成等优势，故被广泛应用于集成电路中。? 根据其结构的不同，场效应管通常分为结型场效应管(JFET)和绝缘栅场效应管(IGFET)两大类。本章首先介绍 了两种场效应管的结构、工作原理及其特性曲线；分析比 较场效应管与晶体三极管的特点，阐述了其主要参数；最 后介绍了场效应管的两种基本放大电路——共源放大电路 及共漏放大电路，我们应掌握其偏置电路、交流等效电路 分析法及其性能指标的计算。3.1 结型场效应管3.1.1 结型场效应管基本结构和类型 ? 结型场效应管可分为N沟道和P沟道两种类型。它们的结构示意图及 相应的电路符号见图3.1。图3.1(a)是N沟道结型场效管的内部结构及 电路符号。它在一块N型半导体材料两侧，通过高浓度扩散制造两个 重掺杂的P+型区，形成两个P+N结。把两个P+区接在一起形成一个 电极，称为栅极（G）。中间的N型区是载流子的流通路径，称之为 导电沟道，在它的两端分别引出两个电极，分别称为源极（S）和漏 极（D）。所以这一器件从外部看也有三条电极引线，从内部看也是 背靠背的两个PN结。由于它的导电沟道为N型半导体，故取名N沟道 结型FET。图3.1(b)是P沟道JFET的结构及电路符号，它与N沟道 JFET相类似，只是导电沟道变为P 型半导体。图中栅极G的箭头方向 表示了GS之间PN结的正偏方向。3.1.2 结型场效应管的基本工作原理? 场效应管是利用电压产生的电场效应来控制输出电流的大小的，其实质就是通过改变加在栅源之间的反偏电压UGS来改变PN结耗尽层的宽 度，从而改变了导电沟道的宽度，也就是改变了导电沟道的电阻，最 终实现对输出电流ID的控制。? N沟道JFET在正常工作时，栅源之间所加电压 UGS＜0，即栅源之间的PN结处在反偏状态。若忽略反向电流，则栅极电流为零。这时漏源之 间电流ID的大小由沟道呈现的电阻大小决定。而沟道电阻的大小则由 沟道的半导体材料的电阻及尺寸决定，由于栅源之间的 P+N加的是反 偏电压，故P+N结的空间电荷区宽度将随反偏电压增大而增大，而且 空间电荷 区主要向沟道一侧延伸，这样，改变UGS的大小时就达到了 控制沟道宽度的目的，从而实现了对沟道电阻的控制作用。当漏源之 间加有 UDS ＞0 的电压时，漏源电流ID 就将随 UGS 的变化而变化，进而 达到UGS对ID的控制目的。? 在图3.2所示的情况下，我们可以看到当UDS＝0时，UGS变化对其导电沟道的影响。它表示了UGS对沟道宽度的控制作用。由图可见，当 UGS＝0时，导电沟道最宽，若此时加的漏源电压UDS，则相应的ID最 大。|UGS|越大，其导电沟道就越窄，相应的沟道电阻就越大，因而 当漏源之间加有电压UDS时，其漏极电流就越小。当|UGS|增加到一个 数值为||的电压时，由于P+N结的耗尽区向沟道一侧扩展的结果，使 沟道完全消失（即两个P+N结的耗尽区完全合拢），如图3.2(c)所示。 这种状态通称为沟道的夹断状态，相应的称为夹断电压。此时JFET 的漏源之间即使加有电压UDS，也不会有沟道电流产生，即ID＝0。? 由此我们可以知道，由于栅源之间加的反偏电压，故从栅极看进去所呈现的阻抗很高；此外，依靠UGS产生的电场效 应通过对P+N结耗尽区宽度的控制可以有效地实现对漏极电 流的控制作用，且当UGS＜UP时，由于沟道夹断，漏源之 间处在断路状态。2.ＵDS对ID的影响当UGS＝0时，改变UDS对导电沟道产生的影响，如图3.3所示。当N沟 道JFET正常工作时，UDS＞0，即漏源之间为正极性电压。在UGS＝ UDS＝0时，靠近漏端与源端的沟道宽度一样，即具有均匀的沟道宽度， 如图3.2(a)所示。当UGS＝0，UDS＞0时，则靠近漏端的P+N结反偏电压 要大于靠近源端P+N结的反偏电压，因此耗尽区向沟道一侧延伸的宽 度就不同了，导致靠近漏端的沟道宽度窄而靠近源端的沟道宽度宽。 这种延沟道长度方向上沟道宽度的不均匀性是由UDS引起的。其具体 解释如下：因为UDS＞0，漏源之间产生了一个较大电流，因为ID的方 向是从上到下，所以沿沟道的方向从上至下有一上电压降落。设源极 （最下面）电位为参考点，则沟道上各点的电位不同，最下面D点的 电位最高，最下面源极处电位最低。PN结的反向偏压数值在最上面靠 近漏极D点最大，所以耗尽区最宽，而最下面源极S处为最小，所以耗 尽区最窄，因而形成的耗尽区的形状是上宽下窄。随着UDS增加这种 沟道宽度不均匀性将越发明显。? 一旦当UDS＝－时，则靠近漏端就出现了沟道合拢的情况，如图3.3(b)所示。这种状态通常称为预夹断状态。预夹断 与前面的夹断是不一样的，器件在预夹断时，漏源之间有 较大的电流流过。而夹断状态时，则ID＝0。当器件到达 预夹断状态后，若继续加大UDS，则将会出现耗尽区的合 拢点（预夹断点）沿沟道向源极方向移动的现象，如3.3(c) 所示。这将导致导电沟道变短，从而使沟道电阻略有减小， 但变化不大，这是由于夹断区是高阻区，外加电压UDS的 增量主要降落在预夹断区，因而对沟道长度的影响甚小。 这种随UDS变化沟道长度随之略有变化的现象称为沟道长 度调制效应。可见，在沟道预夹断之后，UDS变化对沟道 电流ID的影响是很小的。场效应管的这种工作状态称为恒 流区（饱和区或放大区）。作为放大元器件，场效应管就 是工作在这一状态。不过应当注意，当UDS过大时，由于 P+N结的反偏过大，将产生反向击穿现象，工作时必须避 免这种情况发生。3.1.3 结型场效应管的特性曲线及其数学描述场效应管的特性曲线常用的有转移特性和输出特性两种 1.转移特性 当场效应管的漏源之间的电压保持不变时，漏极电流与之间的关系称 为转移特性，其表达式如下： 转移特性直观地描述了漏源电压一定时栅源电压对漏极电流的控制作 用。为了保证JFET工作在恒流特性区，要求 。图3.4(a) 就求出了某一场效应管在UDS＝10V时的转移特性曲线。图中IDSS称为 漏极饱和电流，它是指＝ 0 时，漏极电流的大小。称为夹断电压。 当 ，表示场效应管的沟道全部夹断。IDSS和UPf是场效应 管的两个重要参数。 用数学方程近似描述此转移特性有： (3.2) 可见，对该器件而言， 之间不是线性关系，而是平方律的关系， 因而它也是一种非线性器件。2.输出特性`当场效应管的栅源之间的电压 不变时，漏极电流 称为输出特性，其表达式如下：之间的关系图3.4(b)给出了一簇以不同 为参变量的N沟道JFET的输出特性曲线， 在该图中，我们也把这组特性曲线分为 4个区域：可变电阻区（线性 电阻区或非饱和区）、恒流区（饱和区）、截止区和击穿区。下面主 要讨论器件工作在相应区域的条件与特点：? 器件工作在可变电阻区的条件是：。 可变电 阻区在图中纵轴与曲线UDS＝UGS－之间的区域。当器件工作在该状态 时，导电沟道畅通，漏源之间呈线性电阻特性，故又称为线性电阻区。 而该电阻的大小又与 的大小有关， 越大，导电沟道越宽，沟道 电阻越小，在相同的 值时电流越大。因此通过改变 的大小，可 以控制漏源之间的沟道电阻的大小，因而又称该区域为压控电阻区。 这种工作状态在线性电路中是十分有用的。(2) 恒流区? 当器件工作在恒流区时，实际上此时器件工作在所谓预夹断状态。从图示的特性曲线可知，场效应管的漏极电流只受 控制，它与漏源 电压基本无关，呈现恒流特性。这里应当指出：实际的特性在 一 定时， 随 增加时略有上升。这是由于器件的沟道长度调制效应 引起的。器件工作在恒流区的条件是： ，场效应 管用作放大器时，工作在这个区域，它相当于BJT输出特性的放大区。(3) 截止区截止区处在图3.4(b)中靠近横轴的区域，其导电沟道完全被夹断，管子 不工作。器件工作在截止区的条件是： 。在这种状态下， ＝0，一般在开头电路中应用。(4) 击穿区击穿区为图3.4(b)中最右侧的部分，表示为升高到一定程度后，反向偏 置的PN结被击穿，将急剧增大，若电流过大，管子将被损坏。一般用 U(BR)DS来表示它的漏源之间的击穿电压。使用器件时，必须保证U DS ＜U(BR)DS，以防止器件进入击穿区。一般U(BR)DS在20～50V之间，且 随UGS的增加而增加，这在使用时应予以注意。 对于P沟道JFET的原理和特性，它与N沟道JFET的主要差别是在于UGS 及UDS所需的电压极性，在P沟道JFET中，UGS＞0，而UDS＜0。器件 的原理与特性同学们可以自行分析。3.2 绝缘栅场效应管 3.2.1 绝缘栅场效应管基本结构和类型绝缘栅场效应管也可有N沟道与P 沟道两种类型。N沟道IGFET的基本 结构如图3.5所示，它用一块杂质浓度较低的P型薄硅片做衬底，在其 顶部形成两个高掺杂的N+区，分别作为器件的源区和漏区，并相应地 引出两个电极：源极S和漏极D。在源区与漏区之间的P型衬底平面利用氧化工艺生长一层极薄的二氧化硅绝缘层， 在该绝缘层上沉积出金属铝层并引出电极 作为栅极G。衬底引出一个欧姆接触电极，称为衬底电极，用符号B表示。这 种器件的栅极与衬底表面的绝缘层 是SiO2，故把它称为金属–氧化物–半 导体场效应管。即MOSFET。? 根据在栅源电压UGS＝0时，漏源之间是否存在导电沟道的情况，MOSFET又可分为增强型和耗尽型两种类型，分别 用EMOSFET和DMOSFET表示。当UGS＝0时，D、S之间 无导电沟道存在，就称为增强型器件；当UGS＝0时，D、 S之间有导电沟道存在，就称为耗尽型器件。这样， MOSFET共有4类：N沟道增强型MOSFET；N沟道耗尽型 MOSFET；P沟道增强型MOSFET和P沟道耗尽型MOSFET。 它们的符号分别由图3.6所示。MOSFET的电路符号3.2.2 N沟道增强型MOSFET 3.2.2 N沟道增强型MOSFET 前面我们已经讨论了N沟道IGFET的基本结构，如图3.5所 示，如果在制作MOSFET时，在二氧化硅绝缘层中不掺正 离子，则就是 N沟道增强型 MOSFET ，若掺入大量正离子， 则为 N 沟道耗尽型 MOSFET ，下面我们来讨论 N 沟道增强 型MOSFET的工作原理及相应的特性。 1.N沟道增强型MOSFET的工作原理 当器件工作在恒流区也就是在放大状态时，其工作原理与 JFET 不尽相同。此时 N 沟道增强型 MOSFET 的衬底电极 B 必须接在电路中的最低电位上或与源极相接。而UDS＞0， 这样使DS的两个N+区与衬底之间始终处在反偏状态。UGS 必须加正极性的电压，以保证形成漏源之间的导电沟道。 下面具体讨论。? (1) UGS对ID的控制 ? 当UGS＝0时，N+源区与漏区之间被P型衬底所隔开，就好像两个背靠背的PN结，故漏源无电流流过，这时，可认为管子处于夹断状态。当 UGS＞0时，在栅极与衬底之间形成了由栅极指向衬底的电场。此时栅 极与衬底之间极薄的SiO2绝缘层犹如一个平板电容器的介质，在电场 的作用下，P 型衬底中不少子自由电子被吸引到衬底表面处，而多子 空穴被排斥离开衬底表面。随着UGS的增加，栅极垂直于衬底表面的 电场也增强，被吸引到衬底表面的自由电子也越多。一旦当UGS增加 到某一电压UT时，衬底表面的自由电子数量就大于空穴数量，于是在 衬底的表面形成了与P型材料相反的N型区，它把源区和漏区相互连接 起来，形成了源漏区之间的导电通路。这一N型层通常称之为反型层， 相应的开始形成反型层所需的栅源电压UT称为开启电压，其大小一般 在2～10V之间。如果此时继续加大UGS，则相应的反型层厚度就随之 加大，导电能力也就越强。说明N沟道增强型MOSFET沟道形成的示 意图如图3.7所示。UGS对沟道的控制结果也就达到了对 ID控制的目的， 其具体情况可由转移特性来表示，即(2) UDS对沟道的影响 设UGS＞UT，导电沟道已经形成，则此时UGD＝UGS－UDS 随UDS增加，UGD减小，表示靠近漏端栅极垂直于衬底表面的电场减 小。当 ，则靠近漏端的导电沟道将被夹断，与JFET原理分 析中遇到的预夹断状态相类似。当器件进入该状态后，若继续增加 UDS，沟道电流就基本上保持恒定了。器件的这种工作状态称为饱和 工作状态或恒流工作状态。可见器件进入恒流区工作的条件是 UDS≥UGS－ UT显然UDS对沟道的影响与JFET的情况是完全类似的。其 具体情况可由输出特性来表示。即图3.7 N沟道增强型MOSFET的沟道形成图2.N沟道增强型MOSFET的特性曲线及其数学描述 N沟道增强型MOSFET的转移特性曲线与输出特性曲线如图所示。 从图中的转移特性可以看出，当 时，由于尚未形成导电沟道，因 此 ；当 时，导电沟道形成，而且随着 的增高，导 电沟道变宽，沟道电阻减小，于是 也随之增大；当 ， 图3.8(a)所示的转移特性可用以下近似公式表示： 式中， N沟道增强型MOSFET的输出特性同样可以分为四个区域：可变电阻区、 恒流区、截止区和击穿区。如图 (b)所示。3.2.3 其它类型的MOSFET除N沟道增强MOSFET外，还有N沟道耗尽型MOSET和P沟道增强型 和耗尽型三种 3.2.4 VMOS功率场效应管简介 通常提高MOS管功率容量的办法是：采用纵向（垂直）导电沟道和大 规模集成电路技术，将许多小功率MOS管的管芯并联起来扩大电路， 减小导通电阻，构成功率MOS管。 以N沟道MOS管(NMOS)为例，介绍这种具有纵向结构的V型MOS管 (VMOSFET)的结构特点。图3.9是其结构剖面图。它以N+型硅材料作 衬底（形成漏极D），并在此基础上依 次制作出低掺杂的N－外延层、P型区 （导电沟道）和高掺杂的N+区（形成源 极S）。穿过N+区和P区，刻蚀成一个V 型槽，并在表面生长一层SiO2,再覆盖一 层金属作为栅极G。? 当栅极加正电压时，在氧化膜下的P型层两边表面上形成导电沟道。在漏源之间加正电压(UGS＞0)，则电子从源极 通过两个沟道，达到N－外延层，再通过N+衬底流入漏极, 可见电子沿导电沟道的运动是纵向的。 ? 由于功率MOS管的漏区面积大，有利于散热，且P层与N－ 外延层形成一反偏的 PN 结，它的耗尽层大多位于掺杂更 轻的外延层中，因此漏极与源极之间的反向击穿电压较高， 有利于制作成大功率器件。目前，有的功率MOS管耐压可 达1000V以上，最大连续电流200A。 ? V型MOS管有开关速度高、驱动电流小、过载能力强、易 于并联等特点，但MOS管与双极型晶体管相比，其低频损 耗大，且易受静电破坏，所以应用时需加保护电路。3.3 场效应管的特点及主要参数3.3.1 场效应管与晶体三极管的比较场效应管与双极型晶体管相比较，具有如下一些特点： (1) BJT输入端的PN结为正向偏置，因而它的输入电流较大， 相应的输入电阻数小。而 JFET 输入端的 PN 结为反向偏置， 对IGMOSFET则有绝缘层隔离，故它们的输入电阻很大。 通常 JFET 的输入 电 阻 108 ， 而 IGFET 的输 入电阻可 大于 。 (2) FET 是靠多子导电的器件，所以也称为单极型器件，而 BJT中，自由电子及空穴均参与工作，所以又称为双极型 器件。由于多子浓度受温度、光照、辐射等环境变化的影 响小，所以FET特别适合于环境条件变化较大的电子设备 中。 (3) 在低压小电流工作时，FET可作为电压控制的可变线性电 阻和导通电阻很小的无触点开关。而BJT则无此优异特性。(4) FET是一种自隔离器件，制造工作简单，特别适合于 大规模与超大规模集成电路的设计与制造。从当前的发展 趋势看，在这些集成度很高的大规模与超大规模集成电路 中，MOSFET已日益取代了BJT。 (5) 从器件的结构看，FET的漏极与源极是对称的，可以 互换使用，设计时也较BJT灵活。 ? 特别需要指出的是在保存和使用MOSFET时要倍加留心， 因为它的栅极与衬底表面之间的绝缘层很薄，当带电体或 人体接触金属栅时，由于会在栅极与衬底上产生感生电荷， 而栅极与衬底之间的平板电容器容量又很小，所以常常这 些感生电荷积累会在绝缘层上产生很高的电压，极易导致 绝缘层的击穿而损坏管子。所以这种器件在保存时应将各 电极引线短接，焊接应将电烙铁外壳良好接地，必要时还 可在管子的栅源之间接入背靠背的两只稳压管，以限制感 生电荷在栅源之间产生的最大电压，避免管子栅源之间因 击穿而损坏。3.3.2 场效应管的主要参数1.直流参数 (1) 饱和漏极电流IDSS当＝0时，漏源之间的电压大于夹断电压时对应的漏极电流值，一般 规定 时测出的漏极电流为IDSS。＝常数时，使耗尽型场效应管(JFET，MOSFET)漏极电流减小到某 一微小值(测试时用 )时的栅源电压值。 ＝常数时，使增强型MOSFET开始导电时的栅源电压值。(2) 夹断电压UP 当(3) 开启电压UT 当 (4) 直流输入电阻RGS 当漏极短路时，栅源之间所加直流电压与栅极直流电流之比。JFET的RGS 在 之间，MOSFET的RGS在 之间。
3.4 场效应管基本放大电路 场效应管的三个电极与晶体三极管的三个电极存在着对应关 系：即栅极与基极B、源极S与发射极E及漏极D与集电极C分 别对应。同样，由场效应管组成的放大电路也具有共源、共 栅、共漏三种组态。其放大倍数的计算，也采用交流小信号 等效电路分析方法。 3.4.1 场效应管的偏置电路 场效应管放大电路也应由偏置电路建立一个合适的静态工作 点。所不同的是，场效应管是电压控制元件，它只需要合适 的偏压，而不需要输入电流；另外，不同类型的场效应管对 偏置电压的极性有不同要求，在实际电路中，既要满足电压 极性要求，又要尽量满足单电源供电，因此场效应管放大电 路一般都采用自给偏压的方法。1.直流偏臵电路 (1) 自偏压电路 ? 图3.10(a)是由N沟道结型场效应管构成放大电路的自偏压电 路。RG称为栅极电阻，也称为栅极漏电阻，简称栅漏电阻， 可用来释放栅极感应电荷，防止栅极被感应电压击穿，同时 也为栅偏压提供了直流通路，通常RG取值很大以提高输入电 阻。RD、RS分别为漏极电阻和源极电阻，UDD在漏极、源极 间加正向偏压。由于耗尽型场效应管在＝ 0时也有漏极电流， 因此源极对地电压为＝ ；由于栅极不取电流，RG上无 电压降，栅极对地电压＝0，所以栅偏压 (3.5)? 可见，该电路使＞0，＜0，提供了一个合适的静态工作点，使场效应管能够起正常的放大作用。这种电路的栅偏压是 靠场效应管的自由漏电流产生的，故称为自偏压电路。(2) 分压式自偏压电路(混合偏置) 上述自偏压电路虽然结构简单，但RS不能过大，否则静态工 作点将下降，影响动态工作范围，减小放大倍数，因此的 调节范围较小，并且该电路只能提供负的栅偏压，适用于 耗尽型场效应管，不能适用于增强型场效应管，因此在自 偏压电路上给栅极再加一定的分压，则栅偏压的变化范围 就可以增大。如图3.10(b)所示是分压式自偏压电路，它是 在自偏压电路基础上接入分压电阻构成的，特点是能稳定 静态工作点，且适用于各类场效应管的放大电路。 该电路的源极电位仍然由漏极电流确定， ；同样栅极无 电流，栅极电位为 (3.6) 由分压电阻确定，则栅偏压为 (3.7) 由式可见，适当选取 RG1 、 RG2 和 RG3 的值，就可以得到各类 场效应管工作时所需要的正、负或零的偏压。2.静态分析场效应管的静态工作点指直流量 ，它们同样对应于 特性曲线上的某一点 Q。通常可用图解法和估算法确定。 在这里我们介绍估算法。 场效应管工作在饱和区时，其漏电流 基本无关，且和 之间满足转移特性，因此其静态工作点也可由转移特性估 算得出。 对于耗尽型场效应管的分压式自偏压电路和静态工作点可由 式(3.2)和式(3.7)的方程解出 求得 ，则 应注意的是该方程组为二元二次，方程有两组根，求解后应 检验根是否合理，以确定最后的解。3.4.2 场效应管的微变等效电路 因为 所以用交流有效值表示，上式可改写为(3.8)(3.9)(3.10)通常较大，的影响可以忽略，则(3.11) 根据式(3.10)和(3.11)可画出场效应管低频交流小信号等效 电路如图3.12所示。由于 栅流 所以输入 回路等效电路可以不画出。 可见，场效应管低频小信 号等效电路比晶体管的还简单。3.4.3 场效应管的基本放大电路性能分析 场效应管也具有共源、共漏和共栅极三种组态的放大电路， 其动态分析与三极管的动态分析方法相同，其步骤也是找 出其交流通路，做微变等效替换，然后按电路分析方法计 算。 1.共源电路 共源放大电路如图3.13(a)所示，图(b)为其交流等效电路。
根据R0的定义，可画出求输出电阻R0的等效电路，如图(c)所 示。由外加电压法得：(3.19) 放大器输出电阻为：(3.20) 通过以上分析可知，源极输出器和射极输出器有相同的特 点，即输入电阻很高，输出电阻很低，输出电压与输入电 压同相，电压放大倍数小于且接近于1。3. 三种组态放大电路的比较 除了上述的共源、共漏放大器外，还有一种共栅放大器， 在此我们不再进行分析了，这里我们把场效应管三种组态 放大电路的性能比较用表3.2来简单描述。第4章 反馈放大电路? 反馈的理论及反馈技术在电子电路中占据非常重要的地位。在放大电路中引入负反馈可以起到改 善放大器性能的作用，而利用正反馈可以组成不 同类别的信号发生器(或称振荡器)。本章首先讨 论反馈的基本概念，分析了负反馈对放大器性能 的影响，通过对反馈放大器电路分析方法的介绍， 从而达到正确辩识反馈电路类型，掌握深负反馈 条件下电路的简单分析、估算。本章最后对反馈 放大器的稳定性进行了论述。4.1 反馈的基本概念 1. 反馈概念的引入 反馈的概念，就是将放大器的输出量(电流或电压)，通 过一定的网络，回送到放大器的输入回路，并同输入信 号一起参与对放大器的输入控制作用，从而使放大器的 某些性能获得有效改善的过程。 1.负反馈稳定静态工作点 如图4.1所示该电路中放大器的电流ICQ取决于控制电压UBEQ，而UBEQ ＝UBQ－UEQ，其中UEQ≈［RB2／(RB1＋RB2)］· UCC ，基本 上是固定不变的。但UEQ则不同，UEQ＝IEQRE，它携带着 晶体管输出电流(ICQ≈IEQ)的变化信息。如果某种因素使IEQ 增大，则ＵEQ也增大，导致UBEQ反而减小，从而又使IEQ减 小。，其结果是使IEQ稳定。这里RE将输出电流IEQ的变化 反馈到输入回路，引进了一种自动调节的机制，这种过程 就是“反馈”。这种反馈实质上是从直流角度来分析的， 若去掉发射极旁路电容CE，该电路还起到稳定输出交流电 流的作用，这将在后面具体讨论。2.负反馈稳定输出电压(射极输出器电路)图4.2是我们熟悉的共集电极放大电路，即射极跟随器。由 前面的讨论可知，其电压放大倍数约等于 1，而且输出电 压 稳定，这就是引入负反馈的缘故。该电路中，设当放 大器的电压 受外界因素影响而增大时，射极电阻RE上电 压 也增大。 携带了输出电压变化的信息，而输入 电压 不变，则净输入 减小，导致 减小， 相应 减小，最终表现为 增大的程度变小，达到 了稳定输出电压 的目的。外界因素导致减小的情况分析类似， 读者可自行分析。4.1.2 反馈放大器的基本框图和一般表达式 1.基本框图 我们将反馈放大器抽象为如图4.3所示的方框图。 图中虚线表示反馈放大器，其输入信号为 ，输出信号为 。 反馈放大器由两部分组成：放大电路和反馈网络。放大电 路的传输方向为输入到输出；反馈网络的传输方向为输出 到输入（图中箭头方向就是信号的传输方向）。反馈网络 将放大电路的输出信号的 一部分（或全部）取出，这就 是取样的概念。直接或加工处理后，返回到放大电路的输入回路，在输入回 路，反馈信号 与输入信号 叠加（相加或相减），此过 程称为 “比较”。 与 叠加后的信号才是真正加到基本 放大器输入端的“净输入信号” 。人们将 与 反相 相加（也就是相减），使 ＜ 的情况定义为“负反馈”； 反之，将 与 同相相加， ＞ 的情况定义为“正反 馈”。反馈信号极性不同，对放大器性能影响正好相反。2.反馈放大电路的一般表达式 由反馈放大电路的基本框图中的一些基本量我们定义如下： 基本放大电路的开环增益（开环放大倍数）定义为输出信号 与净输入信号之比，即 (4.1) 反馈系数定义为反馈信号与输出信号之比，即 (4.2) 反馈放大电路的放大倍数（闭环增益）定义为的输出信号与 输入信号之比，即 环路增益（回归比）为(4.3)(4.4)这里， 等信号可以取电压量或电流量，所以传输系数 A、F的量纲不一定是电压比或电流比，也可能是互导或互 阻。 闭环增益Ａf与开环增益以及反馈系数之间的关系。推导如下， 由图4.3可见 (4.5) （负反馈） (4.6)(4.7)将式（4.6）、（4.7）、代入式（4.5），得 (4.8)所以(4.9) 式（4.9）称为反馈放大器的基本方程。反馈放大电路的一些主要特性： (1) 负反馈使放大器的增益下降了(１＋AF)倍。这是因为负反 馈，反馈信号 与输入信号 相减，使得真正加到基本放 大器的净输入信号 减小的缘故。 (2) 令D＝１＋AF，称它为“反馈深度”。它是一个表征反馈 强弱的物理量。因(4.10) 式（4.10）表明，负反馈使净输入信号减小为输入信号的 “１/D”倍，那么同样的输入 ，则反馈放大器的输出信 号也下降“D”倍（见式（4.8））。若D&&１，意味着 && ，此时反馈信号为(4.11)? 我们把Ｄ&&１，或AF &&１称之为“深负反馈条件”。在深负反馈条件下，反馈信号 近似等于输入信号 ，而 真正加到基本放大器的净输入信号 将很小。这一结论， 将大大简化反馈放大器的分析计算。 (3) 在深反馈条件下，AF&&１，所以 (4.12) 这是一个重要的关系式。它表明，深反馈条件下，闭环增 益主要决定于反馈系数，而与开环增益关系不大。 (4) 若正反馈，则 增益增大了，但以后 分析将知道，正反馈使放大器许多性能恶化，所以在线性 放大器中的应用极少，但它是振荡电路形成的必要条件。4.2 反馈放大电路的分析4.2.1 反馈放大电路的基本类型及判别 1.直流反馈与交流反馈 根据反馈信号中包含的交直流成分来分，可分为直流反馈 和交流反馈。如果反馈信号中只包含直流成分，为直流反 馈；如果反馈信号中只包含交流成分，为交流反馈；既包 含直流成分又包含交流成分的，为交直流反馈。引入直流 负反馈的目的是要稳定静态工作点，引入交流负反馈目的 是要改善放大电路性能（放大倍数除外）。本章主要讨论 交流负反馈。2.正反馈与负反馈 ? 正负反馈的概念已在前面有所定义，这里再简述一下。 根据反馈极性的不同，可将反馈分为正反馈和负反馈。 如果引入的反馈信号增强了外加输入信号的作用，从而使 电路的放大倍数得到提高，称为正反馈；如引入的反馈信 号削弱了外加输入信号的作用，从而使电路的放大倍数降 低，称为负反馈。 ? 判断正负反馈常用的方法是瞬时极性法：假设输入信号的 变化处于某一瞬时极性（用符号“+”、“－”表示），从 输入端沿放大电路中信号的传递路径到输出端，逐级推出 电路中其它有关各点信号瞬时变化的极性，最后看反馈到 输入端信号的极性对原来的信号是增强了还是削弱了，若 增强了输入信号的作用为正反馈，否则为负反馈。3.电压反馈与电流反馈 按反馈网络与基本放大器输出端的连接方式不同，有“电 压反馈”与“电流反馈”之分。 如图4.4(a)所示，反馈网络与基本放大器输出端并联连接， 输出端即取样端， 输出电压是反馈的取样对象，若令 =0， 则也为零，我们将这种反馈称为“电压反馈”。但 (b)图不同，在(b)图中，取样端与输出端不连在一起，反 馈网络串联在输出回路中，取样对象是输出电流 ，而 不是输出电压 ，即使 =0，反馈信号 照样存在，我 们把这种反馈称为“电流反馈”。在“电压反馈”中， 正比于输出电压 ，在“电流反馈”中， 正比于输出电 流 。? 根据前面所述，我们一般用输出短路法判断是电压反馈还是电流反馈，即将输出端短路，看是否还存在反馈信号，如果此时反馈信号不存在了，说明反馈信号取自输出电压， 为电压反馈；如果反馈信号仍然存在，说明反馈信号不是取自输出电压，而是取自输出电流，为电流反馈。4.串联反馈与并联反馈 按反馈网络与基本放大器输入端的连接方式不同，有“串 联反馈”和“并联反馈”之分。 如图 4.5(a) 所示，反馈网络串联在基本放大器的输入回路中， 净输入电压 等于输入电压 与反馈电压 之差，即图4.5(b) 电路，反馈网络直接并联在基本放大器的输入端， 反馈信号与输入信号在基本放大器输入端以节点方式联接 在一起。在这种反馈方式中，用节点电流描述较为方便， 即放大器净输入电流 为 判断串联反馈还是并联反馈的一般方法：若净输入信号 ＝输入电压 －反馈电压 ，说明是串联反馈；若净 输入信号 ＝输入电流 －反馈电流 ，说明是并联反馈。 也可以用以下方法来判断串并联反馈：若反馈支路与放大 电路输入端同点相连，则该反馈为并联反馈，否则该反馈 为串联反馈。5.负反馈放大电路的四种组态 根据反馈网络与基本放大器输出、输入端连接方式的不同， 负反馈电路可分为以下四种组态，即：串联电压负反馈； 串联电流负反馈；并联电压负反馈；并联电流负反馈。如 图4.6所示。其具体的分析将在后面结合实例阐述。4.2.2 反馈放大电路的分析举例 1.单级反馈放大器电路 (1) 串联电压负反馈电路 共集电极放大电路虽然在反馈概念的引入时已有讨论，在 这里我们再总体分析一下，如图4.7所示，该电路的净输 入电压 ，而与输出电压 有关，所以本电路 存在反馈。由图可见，反馈网络由RE、RL组成，反馈电 压 ，净输入电压为反馈系数 反馈网络（RE//RL）串联在输入回路内，所以是串联反馈； 反馈电压 ，若令 =0，则 也为零，所以是电 压反馈；反馈电压 与 反相叠加，净输入电压 所 以是负反馈。所以该电路是串联电压负反馈。(2) 串联电流负反馈电路共反射极放大电路也是我们所熟悉的，只不过这里发射极电 阻 RE 没 有 旁 接 电 容 ， 如 图 4.8 所 示 。 该 电 路 净 输 入 电 压 ，所以也存在着反馈，其反馈网络由RE组成，因 为 RE 串 联 在 输 入 回 路 中 ， 所 以 是 串 联 反 馈 ； 反 馈 电 压 ， 为输出电流，而输出为电压 ， 若令 =0，反馈电压仍然存在，所以是电流反馈；且有 可见 ，所以，该电路是一个引进了串联电流负反馈 的共射极放大电路。(3) 并联电压负反馈电路 由图4.9可见，该电路反馈网络由R1和R2组成，其输入信号 和输出电压 分别通过电阻R1和R2并联连接到放大器的基 极，所以是并联反馈，其中反馈电流 正比于输出电压 （ ）, 所以是电压反馈。且净输入电流为 (4.13) 所以是负反馈。综上所述，该电路是一个并联电压负反馈放大电路。2.多级反馈放大器电路 对于多级放大电路，不仅各级电路存在本级反馈，在级与级 之间也可能有越级反馈 (1) 串联电压负反馈电路 图4.10给出一个二级级联的共射－共射放大电路。可以看出， R4将输出电压 反馈到第一级发射极，所以R4和R3组成两 级间的大闭环反馈网络。将输出端短路，则电阻R4右端接 地，反馈信号消失，所以是电压反馈。反馈支路与放大电 路输入端不接在同一点，即反馈网络R3串联在输入回路之 中，所以是串联反馈。至于是正反馈还是负反馈，则可根据瞬时极性法来确定， 所谓瞬时极性，都是相对于参考点地或交流地而言的。如 图4.10所示，设b1点信号为正极性，则c1点为负极性，c2点 为正极性，经R4反馈到e1点而形成的反馈信号Uf也为正极 性。这样，净输入信号 所 以是负反馈。输入信号与反馈信号对地都是正极性并不意 味着正反馈。正、负反馈判别的唯一依据是净输入电压 （或净输入电流 ）是增大了还是减小了。根据分析，我 们可以得出该电路的越级反馈是串联电压负反馈。(2) 并联电流负反馈电路 如图4.11所示， R6 将第二级射极和第一级基极联在一起， R1 、 R6和R5构成了两级间的反馈网络。输入信号支路 （ 、 R1 ）与反馈支路（ R6 ）并联连接到放大器的控制端 （ ），也就是反馈支路与放大电路输入端同点相连， 所以构成两级间的并联反馈。反馈信号取自于T2射极，而 信号则从T2的集电极输出，若将输出端交流短路，反馈信 号没有消失，所以是电流反馈。假设输入信号瞬时极性为 正，即信号极性b1为正，c1为负，e2为负，故反馈电流 的 方向是b1流向e2，该电路使净输入电流减小 （即 ），所以是负反馈。综上所述，该电 路的越级反馈为并联电流负反馈。(3) 串联电流负反馈电路 电路如图 4.12 所示，该电路中电阻 R8 将 T3 射极电压反馈到 T1 射极，该电路反馈网络由R3、R8和R7组成。信号从T3集电 极输出，故该电路是电流反馈。反馈支路与放大电路输入 端不接在同一点，所以是串联反馈。假设输入信号瞬时极 性为正，即信号极性b1为正，则c1为负，c2为正，e3为正， 该电压经R8与R3分压，得反馈电压也为正，所以，净输入 电压 使 ，所以是负反馈。可以得到该电路 为串联电流负反馈。(4) 并联电压负反馈电路 电路如图4.13所示，该电路中电阻R8将输出电压反馈到第一 级的基极，该电路反馈网络由R1和R8组成。反馈支路与放 大电路输入端同点相连，所以构成三级间的并联反馈。若 将输出端交流短路，反馈信号消失，所以是电压反馈。设 信号瞬时极性为b1正，则c1为负，c2为正，c3为负，反馈电 流的流向为b1流向c3，净输入电流 所以是 负反馈。可得出该电路的越级反馈为并联电压负反馈。(5)串联电流正反馈电路 电路如图 4.14 所示，该电路中电阻 Rf 将 T2 射极电压反馈到 T1 源极，该电路反馈网络由RS、Rf、RE组成。信号从T2集电 极输出。若将输出端交流短路，反馈信号没有消失，故该 电路是电流反馈。反馈支路与放大电路输入端不接在同一 点，所以是串联 反馈。假设输入信号 为正，即信 号极性g为正，则d为负，e2也为 负，该电压经Rf和Rs分压形成反馈 信号 ，其极性为负，因此，净输入 电压 变大，即可见，电路引进了正反馈。同样可以 得出：该电路的越级反馈为串联电流 正反馈。4.2.3 深负反馈放大电路的计算由前面的分析可知，当负反馈放大电路满足深度负反馈条件 ( 1+AF ) && 1时，闭环增益 ，因而我们可以把电 路的反馈系数F求出来，从而求出Af。 例4.1 近似估算图4.10的Auf 。解 由前面分析可知，该电路的越级反馈为串联电压负反馈， 当满足深度负反馈条件时，有∵ 反馈系数 所以由该例可以看出，深负反馈的放大倍数由反馈系数决定，也 就是由反馈网络决定，若反馈网络均由线性元器件组成， 其稳定性可得到大大提高。 对于深负反馈，还有一个要提及的概念，就是“虚短路”和 “虚断路”的概念。 在深负反馈条件下，有Af ≈ ，而Af = ，F = ，故 有 ，也就是说净输入信号为零，即 =0。那么对 于串联负反馈有 ，即 ≈0，即虚短路。对于并 联负反馈有 ，即 ≈0，即虚断路。这个概念将在集 成线性运放电路中有所运用。4.3 负反馈对放大器性能的影响 放大电路引入直流反馈可稳定静态工作点，引入交流后，负 反馈虽然使放大电路的放大倍数减少，但却改善了放大电 路的许多性能指标。如提高放大电路的稳定性、减小非线 性失真、抑制干扰和扩展通频带等，而且还可以根据需要 灵活地改变放大电路的输入电阻和输出电阻。 1.提高放大倍数的稳定性 放大电路引入负反馈的目的之一就是提高放大电路的工作稳 定性，工作环境变化（如温度、湿度）、器件更换或老化， 电源电压不稳定等诸多因素会导致基本放大器的放大倍数 不稳定，引入负反馈后，反馈网络将输出信号的变化信息 返回到基本放大器的输入回路，从而使净输入信号自动保 持稳定。即当输入信号 不变时,若可见将保持稳定,闭环增益 放大电路工作在中频区，有也将保持稳定。 对其求导，则有 (4.14)可见，引入负反馈使放大倍数相对变化减小为原相对变化的 1/（1+AF）。说明反馈越深，稳定性越好。2.扩展通频带 因为负反馈的作用就是对输出的任何变化都有纠正作用，所 以放大电路在低频段或高频段放大倍数的下降，必然会引 起反馈量的减小，从而净输入量增大，使输出信号比不加 反馈时下降的要小，这相当于扩展了频带。 我们可以简单推导如下：式中， =(1+AF)fH为负反馈放大器的高频截止频率，它比无 反馈的放大器截止频率提高了(1+AF)倍。这样，引入负反 馈后，通频带展宽为过去的(1+AF)倍，上限频率fH提高为 原来的 (1+AF) 倍，下限频率 fL 降低为原来的 1/(1+AF) ，但 增益带宽积仍不变。3.减小非线性失真 当放大器工作在大信号时，不可避免地存在非线性失真。负 反馈减小非线性失真的原理可以用图 4.16简要说明。若输 入信号 为单一频率的正弦波，由于放大器内部器件（如 晶体管）的非线性失真，如图4.16(a)所示，将输出信号形 象地描述为“上大下小”的非正弦波。引入负反馈后 ( 如 图4.16(b))，反馈信号正比于输出信号，也应该是“上大下 小”， 与 相减（负反馈）后，使净输入信号变成了“上 小下大”，即产生了“预失真”。预失真的净输入信号与 器件的非线性的作用正好相反，其结果使输出信号的非线 性失真减小了。可以证明，引入负反馈后，放大电路的非 线性失真减小为原来的1/(1+AF)。4. 抑制内部噪声和干扰 利用负反馈抑制放大器内部噪声及干扰的机理与减小非线性 失真是一样的。负反馈使输出噪声下降（ 1+AF ）倍，如 果输入信号本身不携带噪声和干扰，且其幅度可以增大， 使输出信号分量保持不变，那么放大器的信噪比将提高 （1+AF）倍。5.对输入电阻和输出电阻的影响 (1) 串联负反馈使输入电阻增大，并联负反馈使输入电阻减小 设无负反馈时基本放大电路的输入电阻为 。因为引入串联负 反馈后，使放大电路的净输入电压减小，则输入电流Ii必然减 小，所以带负反馈后的输入电阻 Rif=Ui/Ii 必然要比Ri 大，可以 证明 Rif=(1+AF)ri ，即引入串联负反馈使输入电阻增大为原来 的(1+AF)倍。 与之相反，引入并联负反馈后，放大电路输入电流Ii要比净输入 电流大，则带负反馈后的输入电阻Rif必然要比Ri小，可以证明， Rif=Ri/(1+AF) ，即引入并联负反馈使输入电阻减小为原来的 1/(1+AF)。(2) 电压负反馈使输出电阻减小，电流负反馈使输出电阻 增大对负载而言，放大电路相当于一个带内阻的信号源，即可 以把放大电路认为是一个电压源与内阻的串联。由电路知 识可知，信号源内阻越小，负载变化时输出电压越稳定， 而电压负反馈也具有稳定输出电压的相同效果，所以可以 认为引入电压负反馈后，电路的输出电阻降低了。可以证 明，输出电阻降低为原来的1/(1+AF)。 同样也可以把放大电路认为是一个电流源与内阻的并联。 信号源内阻越大，负载变化时输出电流越稳定，而电流负 反馈也具有稳定输出电流的相同效果，所以可以认为引入 电流负反馈后，电路的输出电阻提高了。可以证明，输出 电阻提高为原来的(1+AF)倍。? 以上是负反馈对放大电路的一些基本影响，我们可以根据对放大电路性能改善的不同要求，引入适当形式的反馈， 简单总结见表4.1 ? 综上所述，负反馈之所以能改善放大器的质量指标，关键 是通过的X∑自动调节作用来实现的。负反馈只能改善反 馈环节内的性能，而不能改善反馈环节外的性能，负反馈 虽然改善了放大器的性能，但是付出的代价是放大倍数的 下降。第5章 模拟集成电路? 对数字量进行逻辑处理的称数字集成电路；对模拟量进行信息处理的称模拟集成电路。1967年国际电工委员会 （IEC）定义，数字集成电路以外的集成电路统称为模拟 集成电路。模拟集成电路通常包括线性电路和非线性电路。 模拟集成电路有如下优点： 1.采用集成技术，一块硅片上各元件温度偏差小，各元件参 数的一致性好，既提高电路技术指标，又提高电路的稳定 性。 2.集成电路组装时，相对于分立元件焊接点大幅度减少，提 高电路可靠性，减少装配整机的工时与成本。 3.具有体积小，重量轻，功耗低和环境适应性好等特点。 模拟集成电路的缺点是：电感和大容量电容难以集成，集 成电路的精度差，元件数值有限，难以集成高值电阻，难 以制造优质的PNP管，集成电路的耐压、功耗、电流等受 限制。5.1 电流源? 电流源又称恒流源，它是模拟集成电路的基本电路，常用作偏置电路和有源负载。从共射三极管输出特性曲线上看， 当基极电流一定时，集电极与发射极间电压在一个较宽的 范围内发生变化，而集电极电流变化极小，说明晶体管集 电极输出电流具有恒流特性。三极管输出端可等效为受控 电流源βib和输出电阻Rce相并联。Rce=ΔUce/Δlc，通常Rce为 数十千欧至数百千欧，远大于负载电阻阻值，该三极管对 负载近似认为是恒流源，若三极管发射极接有电流负反馈 电阻RE，则其等效输出电阻更高，该三极管更接近于恒流 源了。5.1.1 镜像电流源 镜像电流源电路如图5.1所示。它由一只电阻和二只三极管组 成。这两只三极管是在一块硅晶片上制作完成，它们由同 一个发射极、同一个基极，两个面积相等的集电极构成。 它们采用同一制作工艺，因而具有相同的电参数（UBE、β、 ICBO等）和相同的电参数的温度系数（ΔUce/ΔT、Δβ/ΔT、 ΔICBO/ΔT等）。因而两管的基极电流相等，集电极电流也 相等。参考电流为：(5.1) 通常 时，电流源输出电流近似为参考电流 (5.2) 根据lR的大小，UBE可在0.60V~0.75V之间取值。 改变Ucc或R可改变lR的值，l0的值也随之改变，lR和l0如同是 一平面镜两边的物与像，故此电路称为镜像电流源。5.1.2 比例电流源 比例电流源如图5.2所示。由图可知，两管基极电位相同， 可得到： 忽略基极电流lb的影响上式变为 (5.3) 由发射结正偏伏安特性方程得： 将上式代入式(5.3)可得：5.5
5.1.3 微电流源 微电流源如图5.4所示，微电流源是比例电流源的一个特例， 即R1=0 ，由式(5.4)可得 (5.8) 此方程为超越方程，利用初等数学无法将 I0并到等号的一侧。 若将等式右侧用台劳级数展开，可得到变量为I0的高次方 程，解高次方程，又是数学上的一大难题。实用的方法是 试值，先估计一个I0的值，代入等号右边计算出一个值， 二值不等，根据左右大小， 再高估或低估另一值，再计算 比较，逐步逼近，直到允许的 相对误差即可认定。估值的 方法涉及应用数学中的优选法， 如瞎子爬 法、对折法、0.618 (黄金分割)法等等，可以用较少的步骤得到相应近似的结果。在工程设计上，往往给定lR和I0分别求R和R2即可。例如： 当Ucc=12V， lR =1mA， I0 =20μA，用式(5.2)和式(5.8)可得：5.1.4 MOS电流源 由增强型NMOS构成的电流源如图5.5所示，从放大的角度看， T1 管属百分百的直流电压并联负反馈的接法。 UGS=UDS 它 工作于饱和区。进入饱和区的转移特性方程为： (5.9) 式中 —沟道表面电子迁移率 W/L—沟道宽长比 COX—栅极单位面积电容 =ΔL/LUDS—沟道长度调制参数设T1、T2两管沟道宽长比不同，其余结构电参数相同，则可 求得 (5.10) 由于式(5.9)中有项存在，使得场效应管T2的输出电阻R0不大， 不能成为真正意义上的恒流源，需改进，如图5.6所示，该 图称改进型威尔逊恒流源。由于T1、T2两管具有相同的UGS 和UDS，所以式(5.10)可改写为 (5.11) 集成电路制造商可根据两 管沟通宽长此来解决I0的需 求。此外T2的输出电阻是 T4的电流串联负反馈电阻 ，使得T4管输出阻大大提 高，更具恒流特性。5.1.5 有源负载 电流源作为有源负载有两种基本电路，分别是有源负载共 射放大器（如图5.7）和有源负载射极输出器（如图5.8）。 在这两图中，电流源作为放大管的负载电阻，提供给放大 管的静态直流工作电流。通常电流源的动态（交流）输出 电阻远大于负载电阻，于是放大管输出的动态（交流）电 流几乎全部进入负载，提高了放大器的动态增益。? 双极型晶体管输出特性曲线如图5.9所示。由于集电结反偏电压 UCB 的变化使得基区宽度发生变化，此 称之为基区宽度调制效应，于是放大区的特性曲线发生倾 斜，将这些倾斜线向左延伸，交于UCE轴上的一点，此点 电压称欧拉电压，记作UA。通常双极型管的欧拉电压约为 100V以上。由晶体管的输出电阻的定义可得：(5.12)若Ic=1mA， =100，则rce≈100 K，rbe≈3 K若Ic=0.1mA， =100，则rce ≈1 M ， rbe≈26 K5.2 差动放大器 差动放大器又称差分放大器，几乎所有集成运算放大器的输 入级都采用这种电路，因为它对抑制零点漂移，提高共模 抑制比起到关键的作用。 5.2.1 零点漂移 在直接耦合放大电路中，通常把输入信号为零时的输出电压 （或电流），也即是静态输出工作点的电压（或电流）作 为参考电压（或参考电流），称为“零点”。“零点”绝 不是专指电位为零的那个端点，不可望文生义。 如果直接耦合放大器（或称直流放大器）的电源电压发生波 动，或者环境温度发生变化，都会引起“零点”的电压 （或电流）值发生变化，而这种变化是缓慢的，人们称之 为“零点漂移”? 晶体管的直流参数、UBE和ICBO均是温度函数。在常温 下，随温度的升高，将引起 和ICBO的增大和UBE的减小， 这都使集电极电流Ic增大，集电极 发射极间电压UcE减小， 产生零点漂移。在工程中，往往需要放大一些缓慢变化的 弱信号，在直接耦合放大器的输出端将出现信号的物理量 和零点漂移的物理量的迭加。假若信号物理量远大于漂移 物理量，人们可以忽略漂移的影响，认为输出物理量就是 信号量。若信号物理量与漂移物理量之比相当或者更小， 人们无法区分这两种物理量，这种放大将失去意义。衡量放大器零点漂移的程度，或者说大小，采用温度漂移， 简称温漂的技术指标。人们通常规定：温度每升高 1℃时， 引起放大器的等效输入漂移量称为温漂。 例如：某直流放大器在基准环境温度为20 ℃时，直流放大倍 数为100倍，输入信号为零时，输出端电压为4V，若环境 温度上升到 30 ℃时，输入信号仍为零，而输出电压为 4.05V。输出端漂移电压为0.05V，该电压除以放大倍数， 就是折合到输入端漂移电压为 0.5mV，再除以温度变化量 便是温度漂移，为50 μV/℃。 克服零点漂移最有效的措施之一，就是采用差动放大器。5.2.2 差动放大器的工作原理 1.静态分析 差动放大器的基本电路如图5.10所示。 假设T1和T2管电参数完全一致，电路两边结构、阻值完全对 称。当两输入电压 Ui1 和 Ui2 都为零，即两输入端同时接地 时。图中各物理量估值如下，由于基极电阻RB的阻值和基 极电流IB的值通常均很小，不考虑的RB电压降可得即输入信号为零时，输出信号也为零。2.差模信号与共模信号双端输入信号分别是Ui1和Ui2 ，现在定义：两输入信号之差为 差模输入信号，记作Uid 。Uid = Ui1— Ui2(5.13)Uic =定义：两输入信号之平均值为共模输入信号，记作Uic。 (5.14) 例如： Ui1 =30mV, Ui2 =20mV, 则差模信号为Uid=10mV，共模 信号为 Uic = 25mV。 我们称该放大器两输入端，加有一对大小相等（均为5mV）， 极性相反（左端正，右端负）的差模信号，同时两输入端 又加有一对大小相等（均为 25mV ）极性相同（左、右端 均为正）的共模信号。3.小信号差模特性分析 当两输入端仅有差模信号而没有共模信号时，设左正右负， 则T1管射极电流增加的量与T2管射极电流减少的量相等， 则IE不变，UE也不变。换句话说，RE中没有交流电流流过， 则两管发射极可视为交流接地。该差放交流等放电路如图 5.11所示。 根据共射放大器的一般原理可得：该差放的差模输入电阻为Rid = 2(该差放若是双端输出，其输出电阻为 Rod= 2Rc 该差放若是单端输出，其输出电阻为 Rod= Rc)(5.17)(5.18)(5.19)4.小信号共模特性分析 当两输入端仅有共模信号，而没有差模信号时，设左右均为 正，则T1管、T2管射极电流均增大，则IE增大，增UE高， U01和U02 同时减小。RE可用两只2RE的电阻并联所取代。 共模输入时的交流等效电路如图5.12所示。 由于两管特性一致，电路对 称，所加为共模电压，故两 管发射极等电位，两管发射 极间的连线中无电流，该连 线可以去掉，而不影响电路 分析。根据放大电路原理可得： 若为双端输出，则共模电压放大倍数为： (5.20) 若为单端输出，则共模电压放大倍数为：(5.21)5.共模抑制比共模抑制比定义为差模电压放大倍数与共模电压放大倍数之 比，用CMRR表示：CMRR = (5.22a)差模放大倍数越大，共模放大倍数越小，表明放大器对零点 漂移的抑制性能越强，放大器的品质性能越强，CMRR越 大越好。在工程上，共模抑制比常用对数表示：CMRR（dB）=20lg 对于本节图5.12 的电路，在双端输出时， CMRR = 在单端输出时 (5.24) (5.23) (5.22b)从式 (5.24) 中可以看出增大 RE 可以增加 CMRR 的值，但是， 由于UEE和UCQ的限制，使得增大RE有限，通常为几千欧。 用电流源取代 RE ，便是集成电路差放输入级常用的作法。 电流源在上一节已讲述过了。对于镜像电流源的输出电阻 r0=rce。对于比例电流源或微电流源的输出电阻则更高。 (5.25) 式中 为晶体管基极之外的等放电阻。6.差动放大器的大信号特性大信号作用下，晶体管工作进入非线性区（饱和、载止区）， 将使差模输出信号产生严重失真。下面从发射结的伏安特 性入手来研究这种失真。若令图5.13中的RB=0，有如下关 系：将式(5.26)和式(5.27)绘制出差放转移特性曲线，如图5.13所示。 从曲线可以看出： （1）当Uid/UT在±1之间，Uid与Ic1、具有良好的线性关系。 （2）当Uid/UT在±2之间，Uid与Ic1 、 Ic2具有准线性关系。 （3）当 Uid/UT在±4之外， Ic1 或Ic2中一个趋于限幅（极限为 IE），另一个趋于截止。输出差模信号严重失真。 为了扩大差动放大器输入大信号的线性或准线性的应用范围， 可采用如下的方法： （1）差动放大器采用复合管接法。例如NPN—NPN接法，或 NPN—PNP接法（共集—共基接法）。 （2）差动放大器采用负反馈，即在两只三级管的发射极各串 接一只小电阻，起到电流串联负反馈作用。但这种方法是 以牺牲差模放大倍数为代价的。如果用一只电位器取代这 两只小电阻，该电路还可以起到调节实际差放的平衡问题。7.差动放大器的单端化电路 如前所述，单端输出的差动放大器，虽可以实现双端输入— 单端输出的功能，但是，它的差模增益仅是双端输出差放 的一半，而共模抑制比更是小得多得多。为了克服上述的 缺点，利用电流源作为有源负载，构成差动放大器的单端 化电路，见图5.14。图中T3和T4管为镜像电流源，作为差放管T1、T2的负载。 (1) 在两输入端均接地的情况下，四只晶体管中的电流为静 态工作点电流，假若完全相等，即Ic1 = Ic2 = Ic3 = Ic4 ， 则输出电流I0 = 0。 (2) 在输入差模信号的情况下，设左正右负，则 T1 管电流增 加 ，T2管电流减少 ，T3和T4管中的电流与T1管一致。 于是，该电路的输出电流为2 ，负载获得全部有效的电流。 (3) 在输入共模信号的情况下，四只晶体管增加(或减少)的电 流完全一致，于是共模输出电流I0 =0，这和差动放大器双 端输出时共模输出电压为零的情况一样。 差动放大器的单端化电路被集成运算放大器普遍地采用。5.3 集成运算放大器集成运算放大器简称为集成运放，进一步简称为运放.它除了能对信号进 行加减乘除，微分积分，指数对数等运算之外，还能对信号进行整流 滤波，放大限幅比较等处理，还能产生正弦、三角、锯齿、多谐等振 荡波形。它已取代了绝大部分由分立元件构成的上述功能电路。 5.3.1 集成运放电路的组成 集成运放是一个高增益多级直接耦合的线性放大器，通常由输入级、中 间级、输出级和偏置电路四部分组成，见图5.15 。输入级采用差动放 大电路，实现抑制零点漂移，提高共模抑制比，和单端化输出等功能。 中间级采用有源负载，实现高增益放大功能。输出级采用NPN和PNP 互补的甲乙类推挽输出电路结构（下一章详介）。实际上是射极输出 器，实现低阻输出功能。偏置电路由各种电流源组成，为上述三部分 电路提供偏置电流和用做有源负载。集成运放有三种封装。一为金属帽状或称罐状封装，罐口引 8、 10、 12 根管脚。这种封装显得过时，现在很少采用。 二为双列直插陶瓷或塑料封装，是目前用得最广泛的一种， 它需要在印刷电路板上打管脚孔，管脚焊在板的背面。三 为双列（贴片）封装，主要用于超小形、微型设备中，印 刷电路板采用双面或多层板，管脚与印刷线路在同一侧， 用专用烙铁，电风枪等工具焊上或取下集成块。管脚的识 别，要注意产品标志，例如突键、凹口、标志圆点等。最 新出现的有锡球栅状阵列封装，引脚在集成电路底部。 集成运放的符号见图 5.16 ，图(a)是常用符号，图(b)是国家 标准符号。 图中标“＋”号的为同相输入 端，该端信号相位与输出信 号相位相同。图中标“－”号 的为反相输入端，该端信号 相位与输出信号相位相反。5.3.2 集成运放的主要参数 1.输入偏臵电流IiB 在给定测试温度下（例如25℃），输入信号为零时，两输入 端的静态电流的平均值，即IiB=?（IB1+IB2） 越小，运放的输入电阻越高，输入失调电流愈小。 2.输入失调电流Ii0及其温漂Ii0 / 实际的运放在输入信号为零时，输出电压并不为零，这是运 放内部不对称造成的。如果在输入端施加一微量差模电流， 使得输出电压为零，此施加的电流称为输入失调电流Ii0 。 Ii0 = IB1-IB2 输入失调电流随温度改变而变化，人们把输入失调电流的 变化量与对应温度的变化量之比，称为输入失调电流温漂， 记作3.输入失调电压UI0及其温漂 与Ii0相仿，在输入端施加微量差模电压，使得输出电压为零， 此施加的电压称为输入失调电压 UI0 。同理将输入失调电 压的变化量与对应的温度变化量之比称为输入失调电压温 漂，记作4.最大差模输入电压Uidm指运放两输入端之间允许输入的最大电压差，超过此电压， 输入级某一侧晶体管发射结可能出现反向击穿，使输入特 性明显恶化，甚至损坏集成电路， 5.最大共模输入电压Uicm 指运放所能承受的最大输入共模电压。超过此电压，共模抑 制比显著下降，甚至出现“锁死”现象，进而造成永久性 损坏。6.输出电压最大摆幅Uopp 指在标称电源电压和额定输出电流条件下，输出不产生明显 的削波或非线性失真，运放所提供的最大输出电压峰峰值。 有时正、负峰大小不一致。 7.转换速率SR指差模输入信号为阶跃大信号时，输出波形前沿（或后沿） 变化最快部分的斜率。 8.开环带宽BW 指开环差模电压增益下降3dB时所对应的频率。 9.单位增益带宽BWG 指开环差模电压增益下降到0dB时所对应的频率。 此外，还有差模电压增益Aud、共模电压增益Auc 、共模抑 制比CMRR、差模输入电阻Rid和输出电阻R0等重要参数。? 值得注意的是：1.上述各种参数的获得，是在一定的测试条件下进行的。 不同的测试条件，获得的参数值常常是不一样的，有的相 差甚大。测试条件通常有环境温度、电源电压、信号内阻、 负载阻抗、测试信号动态范围，以及测试电路结构等等。 2.集成电路制造商定给的参数有典型值，最大值和最小值。 一般的设计采用典型值，高稳定高可靠的设计，就必须根 据要求采用最小值或最大值。5.3.3 集成运放的类型 集成运放分通用型和专用型两大类，通用型的典型产品 A741 ，中国型号为 F007 ，它的差模增益达 100dB ，单位增益 带宽为1MHz，专用型的有如下几种： 1.高输入阻抗型 一般要求差模输入阻抗不小于1010Ω，输入级采用结型或MOS型 场效应管。它的典型产品是CA3130，中国产品为5G28。该集 成电路主要用于跨接式测量仪器仪表拾取微弱信号，采样一 保持电路等。 2.低功耗型 一般要求功耗小于 6mW。该类集成运放主要用于便携式测量仪 器仪表和通信设备，即使用在电池供电的场合。它的典型产 品有 PC253、FO11、F012、F013、FC54、XFC-75等。 3.低漂移型 一般要求ΔUi0/ΔT≤2 V/℃，CMRR＞110dB，该类集成运算又称 高精度型，主要用于微弱信号的精密检测和精密运算。它的 典型产品有 A725、FC72、F714等。4.高速型 一般要求在Auf =1时的转换速度SR＞40V/ S,该类集成运放主 要用于高速采样一保持，高速积分，宽带电视放大、A/D、 D/A 转 换 器 等 ， 它 的 典 型 产 品 有 F318 、 F715 、 F772 、 4E321等，此外还有超高SR=1000V / S的F3554。 5.宽带型 一般要求，在小信号工作时单位增益带宽BWG＞10MHz，在 大信号工作时，要求闭环增益带宽乘积G.B＞100MHz或功 率带宽 BWP ＞ 300KHz ，该类集成电路主要用于测量放大、 宽带视频放大、中频放大、有源滤波器等。其典型产品有 F507、F1520系列、F733系列、XFC-79等。 6.高压型 一般要求 最大电源 电压 US≥±28V 以上 ，输出电 压峰峰值 UOPP≥±20V以上，该类集成运放主要用于高共模电压下的 测量放大器，大功率音频放大器，驱动高电压的浮动负载 （平衡负载），其典型产品有F1536、F143/F343、BG315 等。此外还有超高压UOPP ＝±140V的F3583 。7.其他专用集成运算 (1) 跨导型运放将输入电压转换成输出电流，典型产品有 LM3080， (2) 程控型运放是运放的偏臵电流臵于外部的控制下，以决 定 该 运放处 于 工作状 态 ，还是 截 止状态 。 典型产 品 有 LM4250、LM146、MC14573、MC14575等。 (3) 电流型运放，也称诺顿放大器，它实现对输入电流进行 放大功能。该电路用于放大缓冲，有源滤波，波型发生， 逻辑转换等，主要产品有 MC3301 、 MC3401 、 LM1900 、 LM3900等。 (4) 集成电压跟随器，是专门设计的电压跟随器，其输入阻 抗高，转换速率快，输出阻抗低，电路无外接元件等，用 于阻抗变换、缓冲、取样—保持、有源滤波、峰值检测等 电路，典型产品有F102和F110等。5.4 集成运放的基本应用 实际集成运放的参数很庞杂，而在一般电路设计中往往引 入较深的负反馈，这使得集成运放的本身参数不显得特别 的重要。我们在设计之前，常把集成运放理想化，而后通 过适当的调节，使之符合设计要求。5.4.1 理想化的集成运放 理想运放的条件是： 1.开环电压增益=∞ 2.开环输入电阻=∞ 3.开环输出电阻=∞ 4.共模抑制比 CMRR =∞ 5.开环带宽 BW =∞ 6.电流、电压失调及其温漂都为零。以上除开环带宽 BW 与实际运放有较大的出入外，其余五条 与实际运放相差不太大。理想运放如图5.17所示。 由上述的理想化条件可得如下关系： (5.28)式 (5.28) 是第一条重要推论：理想运放的同相输入端电位等 于反相输入端电位。或者说两输入端等电位，也就是有人 常说的两输入端“虚短”的概念。再者，理想集成运放的 净输入电流 (5.29) 式 (5.29) 是第二条重要推论：理想运放的净输入电流为零， 或者说两输入端不取电流，也就是有人常说的两输入端 “虚断”的概念。 由于理想运放的输出电阻 r0=0，故理想运放输出为理想电压 源。5.4.2 基本放大电路 1.反相比例放大电路 反相比例放大电路如图5.18所示。 运放的输入级为差动放大器，而差动放大器要求电路结构 对称平衡,否则会降低共模抑制比。所以在电路设计时要求 平衡电阻 RP 为 R1 与 Rf 的并联值，由理想运放两个重要推 论可得：(5.30)该式表明的是输出信号与输入信号的函数关系，或称运算关 系。具体说是比例运算关系，式中负号表示输入、输出信 号之间的倒相关系。故此电路称反相比例放大器，其放大 倍数为： (5.31) 上两式的运算关系和放大倍数，仅与运放外围电路有关，而 与运放本身参数无关，从反馈的角度分析，该电路为电压 并联负反馈电路。 该电路作为放大器,其输出电阻R0等于r0为零,输入电阻为： (5.32) 式中Rf/Aud是负反馈电阻 Rf 折合到输入端的等效电阻 , 根据电 路分析中的密勒定理求得。若 Rf =100, Aud =106 则 Rf/Aud =0.1，相对于可以忽略。2.同相比例放大电路： 同相比例放大电路如图 5.19所示。此电路为电压串联负反馈 电路，由理想运放条件可得：(5.33) 该式表明输出信号与输入信号成比例关系.比例系数为 称该电路为同相比例放大器。其放大倍数为 ,故 (5.34)作为放大器，其输出电阻为零，输入电阻为∞ 。同理该电路 的运算关系和放大倍数仅与外围电路 (反馈网络)有关，而 与运放本身参数无关。 若令R1= ∞，Rf= 0，Rp= 0 。则该电路便成为电压跟随器，U0=Ui如图5.20所示。它的输入电阻Ri=∞ 输出电阻R0=0，电压放大倍数Au= 1 。它常作为缓冲器，隔离用，它有电 流放大作用，即有功率增益。有功率增益的称放大器，否则称衰减器。5.4.3 线性运算电路 1.混合加减器 混合加减器如图 5.21 所示。根据差放输入的平衡要求设计该 电路时，一般要求R1∥R2∥Rf=R3 ∥R4∥R5 。 该电路有四个激励信号U1，U2，U3和U4，现要求取它的响应， 可利用电路分析中的迭加定理，迭加定理仅适用于线性电 路，方法如下：先求第一个激励信号的响应，其 余激励信号为零，即将电压源短 路，将电流源开路。再如上法分 别求取其余各激励信号的响应， 最后将各激励信号的响应相加,得 到该电路的总响应。第一步，求取U1在输出端的响U01 ，令U2，U3和U4都为零， 即都接地。此时 ，R2两端无电位差，即R2中无电 流，可以将R2开路，或拿掉，观察该电路，即是标准的反 相比例放大器，根据式(5.30)直接写出U1的响应： U01= 第二步,求取U2在输出的响应U02,同理可得 U02=第三步,求取U3 在输出端的响应 U03 。R1 、R2、R4 左侧接地，根据等效电源定理 , 可将 U3 、 R3 、 R4 、 R5 等效为一个电动 势 和一个内阻 串联：仔 细 观 察该 电 路 ， 即 是 标 准的 同 相 比例 放 大 器 。 根 据 式 (5.31)，直接写出U3的响应：第四步，求取U4在输出端的响应U04，与第三步同理可得：第五步，求取电路总响应U0(5.35) 对以上电路进行讨论： (1) 若令U3 = U4 =0，该电路称反相比例加法器 (2) 若令U1 = U2 =0，该电路称同相比例加法器(3) 若令U2 = U4 =0，该电路称比例减法器(4) 该电路不采取迭加定理，直接由两个推论，即 程易于出错。 和=0,也可以求取总响应，不过计算将出现繁分，计算过2.微分电路 回顾一下，普通物理中出现的电容器充放电的一般概念，如 图5.22所示。容量为C的电容器，有电流 对它充电，电 容两极板分别聚集电荷为+Q(t)和－Q(t)，于是电容两端电 压为 (5.36) 上式两端微分可得 (5.37)(1) 微分电路如图5.23所示。根据理想运放的两个推论可得(5.38)(2) 差动微分电路如图5.24(a)所示。 分析该电路的简便方法是利用拉氏变换和迭加定理。先对各 信号进行拉氏变换，得图5.24(b). 根据迭加定理求取拉氏 响应，即复频域响应。 = 再对上式求拉氏反变换可得时域响应。(5.39)3.积分电路 积分电路如图5.25所示。由理想运放两个推论可得：由式(5.36)可得：(5.40)上式为不定积分式，若写成定积分形式： = = 式中 (5.41) 是t = 0时刻输出电压值，是由于电容C在t = 0时刻累积的电荷所造成的结果。积分电路不可以在单方向、长时间的信号下工作。否则，输 出电压会不断地增长，由于输出电压受电源电压的限制， 会进入限幅区，造成非线性失真，使积分关系不成立。5.4.4 非线性运算电路 集成运放与非线性元器件的组合，可构成非线性运算电路。 1.对数运算电路 对数运算电路如图 5.26所示。在运放的反馈网络中接入具有 非线性特性的二极管或二极管接法的三极管。图5.26 对数运算电路
? 上式表明了输出信号是输入信号的对数函数。输出电压U0在零至负几百毫伏间。上式仅适应于输入信号Ui＞0的场 合。假若Ui＜0, 由反相放大的关系，输出信号U0 ＞0，三 极管处于反偏状态而截止，反相放大器处于开环放大状态， 输出电压接近于+Ucc。由于硅三极管发射结反向击穿电压 通常在4V左右，故+ Ucc （例如15V）足以击穿三极管发 射结，可能使其损坏。实用的对数放大器还需加保护电路。 如图5.27所示。图中二极管D可使输出电压U0箝相位于 +0.7V左右。从而保护了三极管。2.指数运算电路将图5.26的电阻R与三极管T对调一下，即构成指数运算电路 如图5.28所示。图5.28 指数运算电路由理想运放推论可得如下关系:整理上两式可得： (Ui＞0) (5.43)上式表明输出信号是输入信号的指数函数，上式仅适应于输入信号Ui ＞0的场合。假设Ui ＜0。三极管处于反偏状态而截止。5.6 模拟乘法器及其应用 集成模拟乘法器是实现的模拟信号相乘功能的非线性运算器 件，它在通信系统，控制系统、测量系统中有着广泛 的应用。 5.6.1 模拟乘法器的基本概念 模拟乘法器有X、Y两个输入端和一个输出端Z，它的电路符 号如图5.44所示。 理想乘法器的特性方程为 (5.89) 式中KM称乘法因子，或相乘因子，或相乘增益等，单位为 1/V，的大小由电路结构与参数决定。5.6.2 二象限变跨导模拟乘法器 二象限变跨导模拟乘法器如图 5.45。图中T1、T2为差动放大 器，UX为输入信号，U0为输出信号，T3既作为T1、T2差放 电路的恒流源电路，同时又作为另一输入信号的放大电路。 该电路 UX 极性可正可负，但 UY 极性只能为正，且要大于 UBE3 ，电路才能工作。若令 UX 和 UY 为笛卡尔坐标系正交 的两个轴，则该电路只能工作于第1和第2两个象限。
5.6.4 模拟乘法的非线性运算电路 1.相乘与乘方电路 乘法器在实用中常取KM=0.1（1/V），乘法器实现相乘和乘 方电路是显而易见的事，见图5.48所示。图5.48 相乘与乘方电路2.除法电路 除法电路如图5.49所示，由运放一般概念可得 (5.106)图5.49 除法电路上式值得注意的是，必须为UY正电压。当 UY ＜ 0 时 , 运放为 正反馈，产生闭锁，即输出为接近正或负电源电压的值。3.方根电路 平方根和立方根电路如图5.50，由运算一般原理可得(a)图的 运算关系为：(5.107) (b)图的运算关系为(5.108)图5.50 方根电路4.均方根电路 均方根电路如图5.51所示。由运放一般原理可得其运算关系： (5.109)图5.50 方根电路第六章功率放大器6.1 功率放大器的特点及分类 ? 一个实用的电子放大系统都是一个多级的放大电路，在实 际应用中，要求这种多级放大电路的输出级能带动一定的 负载，如使扬声器发出声音；推动电动机旋转；使电视机 中荧光屏上的光点随信号偏转；使蜂窝移动系统中的基站 发射机中的天线有较大的辐射功率等等。这就要求多级放 大电路的输出级能够给负载提供足够大的信号功率，我们 一般将这样的输出级称为功率放大器，简称功放。 ? 虽然功放与电压放大电路没有本质的区别，但应注意到， 它们所要完成的任务是不同的。电压放大电路的目标是使 负载得到较大的不失真的电压信号，它是“小信号”放大， 以微变等效电路分析方法为主。而功放的目标是向负载提 供足够大的功率，它工作于“大信号”状态，通常采用图 解法来分析。6.1.1 功率放大器的特点 1.输出功率要大 功率放大器的主要任务是在允许的非线性失真范围内，尽可 能大的输出交流功率以推动负载工作。为此，功放管一般 工作在大信号状态，以不超过管子的极限参数（ICM、 U（BR）CEO、PCM）为限度，因此功放管安全工作就成为功放 的重要问题。 2.效率 要高 功率放大器的输出功率是由直流电源功率转换而来的。在转 换过程中，一部分转换为负载的有用功率，即输出功率； 另一部分则成为晶体管的损耗，使集电结发热。通常把这 种转换称为功率放大器的效率，用 表示。 ﹪ (6.1)式中，Po为放大器向负载提供的交流输出功率；PE为直流电源提供的直流功率。功放要求高效率地工作，一方面是为了提高输出功率，另一 方面是为了降低管耗 PC (6.2)管耗过大将使功放管发热损坏。所以对于功放提高功率也是 一个重要问题。 3.非线性失真要小功率放大电路是在大信号下工作的，信号的作用范围接近 晶体管的截止区和饱和区，将使功率放大器不可以避免地 产生较大的非线性失真。而且同一功率管输出功率越大， 非线性失真往往越严重。因此，功率放大器的输出功率， 就是在规定的非线性失真范围内的最大输出功率。4.功率管的散热和保护 (1) 功率管的散热 在功放中，晶体管的集电结消耗较大的功率使结温和管壳 温度升高。当温度超过手册中规定的允许结温时，管子就 会因过热而不能正常工作，甚至损坏。要充分发挥管子的 潜力，就要创造一个良好的散热条件，使热阻减小，最常 用的是加装散热片。散热片是由导热性能良好的金属铝制 成的，其散热能力与散热片的面积、厚度、形状、放置方 式、环境温度有关。此外，为了得到较好的散热效果，必 须保证散热片与管壳有良好的接触，有效的接触面积尽可 能大，散热片应涂成黑色，以易于吸热、散热。常见的散 热片如图6.1所示。(a) 铝型材散热器具(b) 叉指型散热器(2) 功放管的保护电路 在功放电路中，为了输出较大的信号功率，功放管往往工作 在大电流和高电压的情况下，功放管损坏的几率比较大， 采取措施保护功放管也是功放电路要考虑的问题。限制管 耗的常用方法是限制流过功放管的输出电流I0，针对这一 思路，我们有相应的保护电路，这里举一个常见的二极管 输出限流保护电路为例。 如图6.2所示电路中采用二极管输出限流保护电路。D3、D4是 附加的限流二极管。正常情况下， D3 、D4 不起作用。如 果正向电流过大，则 RE2 上的压降增大，使 D3 正向偏置， 由截止变为导通，从而分去T2的一部分基极电流，使输出 电流减小。最大输出电流约为 (6.3)? 如果设UD3≈0.6V，RE2=10V，则IOMAX≈60MA。由于D3≈16V，具有负的温度系数，因此当环境温度升高时，二极管的正 向电压降低，从而使输出电流的最大值也相应减小，这也 有利于控制功放管的结温不致于升高。如果负向电流过大， 则D4导通，其保护原理不再赘述。图 6.2 二极管输出限流保护电路6.1.2 功率放大器的分类如按放大信号的工作频段划分，可分为低频功率放大器及高 频功率放大器。低频功放用 于放大音频范围（几十赫～几十千赫）的信号；高频功率 放大器是用来放大几百千赫～几千兆赫的高频信号。如按 工作频带的宽窄划分，又可分为窄带功率放大器和宽带功 率放大器。前者由于使用选频网络作为输出回路，所以又 称为谐振功率放大器，而宽带功放的输出回路则是非调谐的负载如电阻或变压器等。如按晶体管的工作状态划分， 功率放大器可分为甲类、乙类、甲乙类和丙类四种工作状 态。(1) 甲类工作状态 在甲类工作状态下，功率放大器的静态工作点Q选在晶体管 的放大区，且信号的作用范围也限制在放大区内，如图 6.3(a) 所示。此时在输入信号的整个周期内，放大器均有 集电极电流。 (2) 乙类工作状态 在乙类工作状态下，功率放大器的静态工作点Q选在晶体管 的截止区边缘，信号的作用范围一半在放大区，另一半在 截止区，如图 6.3(b) 所示。此时只有输入信号的半个周期 内，放大器有集电极电流。(3) 甲乙类工作状态 甲乙类工作状态是介于甲类和乙类之间的工作状态。其静态 工作点选在靠近截止区的位置，信号的作用范围大部分在 放大区，少部分在截止区，如图 6.3(c) 所示。此时仅在输 入信号的多半个周期内，放大器有集电极电流。 (4) 丙类工作状态 丙类工作状态，功率放大器的静态工作点Q选在晶体管的截 止区内，信号的作用范围大部分在截止区，少部分在放大 区，如图 6.3(d) 所示。此时仅在输入信号的少半个周期内， 放大器有集电极电流。? 由图6.3可以看出，在相同激励信号作用下，丙类功放集电极电流的流通时间最短，一个周其平均功耗最低，而甲类 功放的功耗最高。分析表明，相同输入信号下如果维持输 出功率不变，4类功放的效率满足： 。理想 情况下，甲类功放的最高效率为50﹪，乙类功放的最高效 率为78.5﹪，丙类功放的最高效率可达85﹪～90﹪。但丙 类功放要求特殊形式的负载，不适用于低频。低频功率放 大器只使用前3种工作状态。6.2 低频功率放大器? 工作在甲类的功放虽然非线性失真小，但效率太低。所以除了作末级功放的推动级外，很少用作末级功放。乙类和 甲乙类放大电路的功率转换效率较高，但都存在着波形失 真的问题，解决失真问题的方法是：用两个工作在乙类状 态下的放大器，分别放大输入的正、负半周信号，同时采 取措施，使放大后的正、负半周信号能加在负载上面，在 负载上获得一个完整的波形。利用这种方式工作的功放电 路称为乙类互补对称电路，也称为推挽功率放大电路。? 推挽功率放大电路有单电源和双电源两种类型。单电源的电路通常称为OTL(无输出变压器)功率放大器，双电源的 电路通常称为OCL(无输出电容)功率放大器6.2.1 乙类互补对称功率放大器（OCL电路）1.OCL电路组成及工作原理乙类互补对称功放是由两个射极输出器，如图6.4所示。由于 管子T1和T2 发射结都未加偏置，故当输入信号 ui=0 时，两 个管子都截止，即工作于乙类状态。图6.4 OCL功率放大器? 很明显，当输入信号为正半周时，T1导通T2截止，输出电流 ie 通过负载 RL ；而在负半周时， T2 导通 T1 截止，输出电 流 通过负载RL，波形如图所示，可见，利用两只特性对 称的反型管子（一个为NPN型，另一个为PNP型），把它 们的基极相连作为输入，射极相连作为输出。在输入信号 的作用下，T1和T2轮流导通，每管各承担半个周期的放大 任务，就像两个人拉锯似的，你推我拉（挽），所以把这 种工作方式称为推挽方式。? 在电路中，由于T1、T2互相对称，交替工作，相互补充，共同完成放大功能，所以称该电路为乙类互补对称功率放 大电路。这种电路又称为无输出电容的功率放大电路，即 OCL（Output Capacitor Less）电路。2.OCL电路性能分析功率放大器在工作时，信号的作用范围将进入晶体管的非线 性区，甚至工作于强非线性区内。所以晶体管不能近似等 效为一个线性器件了，因此，通常都采用图解法来分析。 为了便于分析，假设T1与T2管的特性完全相同，且将T2管 的特性曲线倒臵在T1管的右下方，并令二者在Q点，即 uce=Ucc处重合，形成T1和T2管的合成曲线，如图6.5所示。(a) T1管工作情况 (b) 互补对称功放的工作情况 图6.5 互补对称功放图解分析图(a) 表示 T1 管工作时的情形，负载线通过 Ucc点形成一条 斜线。由 (b) 图可见，允许的 ic 最大变化范围为 2Icm， uce 的 变化范围为2（Uce－UCES）= 2 Ucem = 2IcmRL≈2UCC。 (1) 输出功率（Po） 输出电压和输出电流（有效值）的乘积称为功放的输出功率， 用Po表示 Po (6.4) 若忽略晶体管的饱和压降UCES，即Ucem≈UCC，则最大输出 功率为， Pomax≈ (6.5)(2) 电源供给功率(PE) 在乙类互补对称功放中，当无信号输入时,两管集电极电流 ICQ均为零，电源不提供功率，此时PE=0。在有信号输入 时，两管交替工作，这时电源将提供功率，而且随输入信 号的增强，集电极电流iC1及iC2幅度的增长，电源提供的功 率要增加，欲计算电源供给功率，就必须求出通过单电源 的电流平均值（即直流分量）。如输入信号为正弦波，则由此求得在一个周期内双电源供给的功率为 (6.6) 可见, PE与iC峰值Icm成正比。这说明输入信号越强，电源供给 功率PE越大。输出最大功率时，两个直流电压也提供最大 功率 (6.7)(3) 管耗（PC） 电源供给功率一部分转换成有用功率输出了，而另一部分则 以发热的形式消耗在晶体管上。因此，电源供给功率与输 出功率之差，就是集电极管耗，又称管耗，用PC表示。两 个管子的总管耗为 PC = PE－Po (6.8) 每只功率管的管耗为 PC1 = PC2 =?(PE－Po) (6.9) 必须指出，乙类互补对称功放，在输出最大功率时，管耗并 不是最大。也就是说，集电极最大管耗不是出现在输出最 大功率时，这是因为当输入信号的大小变化时，输出功率 和电源供给功率都在变化，所以它们的差值，即管耗亦在 随输入信号变化，其规律为 PC = PE－Po = (6.10)当输入信号变化时，上式中代表输入信号变化的是Icm，将PC 对Icm求导，并令其等于零，有此时的最大管耗可由式(6.10)得： 则单管最大管耗为0.2POMAX。 即可得到管耗为最大峰值时的Icm值，即 Icmmax = (6.11) 相应的交流输出电压为 Ucem = IcmmaxRL= =0.64 UCC (6.12) 上式表明，当输入信号使输出电压幅度等于64﹪的电源电压 时，管耗达到最大值。(4) 效率（ ） 输出功率Po与电源供给功率PE的比值称为晶体管集电极的转 换效率，用表示。 (6.13) 当晶体管输出最大功率时，由于Ucem≈Ucc, 所以这时的转换效 率也最高 (6.14)实际上，在考虑饱和压降与穿透电流等因素后，晶体管的转 换效率会有所降低，通常为60﹪左右，但总比甲类功放要 高得多。(5) 功率管的耐压 在有激励信号且乙类推挽放大器其中一管处于截止状态时， 功放管集电极与发射极之间承受的反向电压较大，它等于 电源电压和输出电压幅度之和。当Ucem≈Ucc时，反向电压 最大，即(6.15) 因此，功放管的耐压必须大于每管电源电压的两倍，即 UBR（CEO）＞2 Ucc ，这也是选择功放管的一条依据。 (6) 功放管的最大允许电流功放管处于导通状态时，流过管 子的最大电流为 Ucem/RL≈Ucc/RL ，所以，功放管的集电极 最大允许电流Icm必须大于该值，即 (6.16)6.2.2 交越失真及甲乙类互补对称功率放大电路 1.交越失真 在乙类互补对称功放中，由于工作点设置在截止区边缘，在 无信号输入时，IBQ及 ICQ 均等于零。这样在当有信号输入 时，由于进入了输入特性曲线的弯曲部分（起始区），会 使T1和T2管的基极电流ib1和ib2的底部产生失真，如图6.6所 示。为了便于分析，把两管的输入特性曲线画在了一起， 横轴上部为T1管的输入特性曲线；横轴下部为T2管的输入 特性曲线。可清楚的看出，在输入正弦波时基极电流失真 的情况。不难想象， 经放大后的集电极电流 波形也会出现同样的失 真。通常把输出电流ic 在交接处产生的失真称 为交越失真。这是乙类功放所特有的。为了消除交越失真， 我们引入了甲乙类互补对称功放。2.甲乙类互补对称功率放大电路 电路如图6.7所示。通常在两基极间加入二极管(或电阻，或 二极管和电阻结合)，以供给T1和T2两管一定的正向偏压 （对于锗管约为0.2V，硅管约为0.7V），避开输入特性的 弯曲部分，使两管在静态时都处于微导通状态，严格的讲 这时已不是乙类状态，而是甲乙类工作状态。此时，该电 路的UBE=UBEQ，使电路处于微导通状态，从而消除了交越 失真。 甲乙类功放的工作与乙 类状态差别不大，因此 上面乙类互补对称功放 的分析和计算在ICQ很小 的甲乙类电路中仍可适用。图 6.7 甲乙类互补对称功放6.2.3 单电源互补对称功率放大电路（OTL） 1.OTL电路的组成及工作原理 单电源互补对称功放原理电路，如图 6.8 所示。它与图 6.4 的 OCL电路区别是在输出电路中串接了电容 C，从而省掉了 一组负电源，只用一个电源 Ucc。由于这种电路的输出通 过电容C与负载RL耦合，而不用变压器，所以称这种电路 为OTL电路。图 6.8 OTL电路图中T1、T2的特性一致，即是互补对称的。对直流电源 Ucc而言，T1与T2是串联的，因此， 串接点A的直流电位 为?Ucc，电容C也被充电到?Ucc ，由于C的容量足够大 （通常选时间常数RLC远大于工作信号的周期），因此可 认为在信号作用过程中，C上充有的电压?Ucc近似不变， 并用它作为T2的直流供电电压。T1的直流供电电压为Ucc 与Uc之差，也是?Ucc 。 这样用单电源?Ucc和大电容C就起到双电源的作 用，其性能分析、能量关 系等均与双电源OCL电路 基本相同。但要注意，由 于单电源OTL电路，每管的等效电源电压为，故应将双电 源OCL电路的能量关系中的Ucc改为?Ucc 。2.实用的单电源互补对称放大电路 图6.9是实用的单电源互补对称电路，图中三极管T1组成 典型的甲类电压放大电路，用作推动级，它给输出级提供 足够大的信号电压和信号电流。三极管T2和T3组成互补对 称电压的输出级。静态时，调节电位器RP1的大小，可以 使Ic1、UB2、 UB3适当变化，从而达到K点UK＝?UCC (因而 K点称为中点)；此外，RP1还具有稳定K点电位的作用。例 如，由于温度变化使UK升高， 通过RP1和R1分压，使T1基极 电位升高， Ic1增加，T2、T3 基极电位下降，引起UK下降。? 显然RP1不但对K点直流电位具有稳定作用，对K点的交流电位也具有稳定作用，可以改善放大电路的动态性能。 RP1实际上是引入了电压并联负反馈。调整电位器RP2，可 使推动级T1的静态电流Ic1 在RP2、D1、D2上产生的压降， 为T2、T3提供适当的偏置，保证T2、T3的工作方式为甲乙 类放大；同时D1、D2具有温度补偿作用，利用它们管压降 的负温度系数去补偿T2、T3管UBE的负温度系数，从而使 T2、T3的静态电流不随温度而变。? 图6.9的电路中R3和C2的接入可以提高互补对称电路的正向输出电压幅度，使输出电压变化范围接近?UCC，此时， T2、T3应轮流工作在接近饱和的状态。如果不接R3和C2， 即将R3短路，当ui为负半周，T1的输出电压处于下半周并 增大时，T1的集电极电位及T2的基极电位上升，负载上得 到的输出信号电压也在增大，但此时T2的基极电流也增加， 由于R2和UBE2的存在，又由于A点的电位不变，当K点电位 向＋UCC接近时，T2的基极电位和基极电流的进一步上升 将受到限制，T2管因而无法进入饱和状态，故最大输出电 压幅值将小于?UCC。解决这个问题的关键是设法使A点的 电位随K点的电位升高而升高，图6.9所示的实用电路就是 根据上面的设想而增加了R3和C2这两个元件的。? 静态时，UA≈UCC－ Ic1 ，而UK＝?UCC，因此电容C2两端电压Uc2＝UA－UK＝ ?UCC － Ic1 R3≈ ?UCC 。如果R3 、C2 远大于工作信号周期，则C2两端电压UC2将不随输入信号ui 变化而变化，基本保持为常数。当输入信号ui为负半周时， T2导通，uK将由静态时的?UCC向更正方向变化，而A点电 位uA＝＋uK，uK增加，uA也随着增加，即A点的电位随着K 点的电位升高而自动升高。这样就有足够的电流流过T2基 极，保证T2达到饱和状态。这样可使最大输出电压幅值接 近?UCC。这种工作方式称为自举，所谓自举就是靠电路 本身把A点的电位提高了，故电路称为自举电路。当uK大 于?UCC时，uA还可大于UCC。电路中接入R3是必要的，若 R3＝0，则uA＝UCC，不可能大于UCC。? 由于推动级和功率放大级采用直接耦合，两级之间存着互相联系和影响，因此不能分级调整，从而调整比较困难。 一般先将RP2调到最小位置，然后调整RP1使UK＝?UCC， 再调整RP2使T2、T3工作在甲乙类，建立合适的和值，最 后加入交流信号调节RP2使输出波形刚好没有交越失真为 止。由于两级间的工作点互相牵连，故调整静态电流和时 将影响K点电位，调K点电位时又影响静态电流，因此需 要反复耐心地调整到满意为止。调试中千万不能将RP2断 开，否则b2点电位升高，b3点电位变低，将使T2、T3电流 变大而导致损坏。6.2.5 准互补推挽功率放大电路 1.复合管的构成 图 6.11 为复合管的两种形式。图 (a) 为两只 NPN 管等效一只 NPN管，这种复合接法称为达林顿接法；图(b)中T1为PNP 管，T2为NPN管，二者